Les performances de fonctionnement du convertisseur DAB sont étroitement liées à sa stratégie de contrôle. Le contrôle PI traditionnel du convertisseur DAB présente des problèmes tels qu’une faible capacité anti-interférence et une vitesse de réponse lente. Par conséquent, ce chapitre combine LESO avec SMC, améliorant considérablement la capacité anti-interférence et la vitesse de réponse dynamique du convertisseur.
3.1. Conception du contrôle de rejet de perturbations actives linéaires
X
=
X
1
X
2
J
=
y
F
J
transformant la formule (7) en une description d’équation d’espace d’état [25] comme suit:
y
=
X
1
X
˙
1
=
b
0
tu
+
X
2
X
˙
2
=
F
˙
tu
o
), tu représente la variable de contrôle du système (rapport de phase de décalage D), et
X
2
signifie la perturbation totale étendue à une variable d’état. S’appuyant sur la formule (8), ce qui suit décrit l’équation matricielle pour construire le LESO comme suit :
z
˙
1
z
˙
2
=
−
β
1
1
−
β
2
0
z
1
z
2
+
b
0
β
1
0
β
2
tu
y
z
1
et
z
2
sont les valeurs observées des variables d’état y et Frespectivement.
β
1
et
β
2
sont les paramètres de gain de l’observateur. L’ajustement de ces deux paramètres de gain peut permettre à l’observateur de bien estimer les variables d’état. Pour simplifier la sélection des paramètres, les paramètres de gain peuvent être choisis en utilisant la méthode de la bande passante [26] comme suit:
β
1
=
2
ω
0
β
2
=
ω
0
2
Selon le critère de stabilité de Hurwitz, la sélection des paramètres doit satisfaire l’équation polynomiale caractéristique
s
2
+
β
1
s
+
β
2
=
(
s
+
ω
0
)
2
assurer la convergence du LESO.
tu
o
et déphasage Dtandis que les signaux de sortie
z
1
est la valeur estimée de la tension de sortie
tu
o
et
z
2
est la valeur estimée de la perturbation totale F. En substituant la formule (10) à la formule (9) et en effectuant la transformée de Laplace, nous obtenons la fonction de transfert
g
1
comme suit:
g
1
=
z
2
(
s
)
tu
o
(
s
)
=
ω
0
2
s
s
2
+
2
ω
0
s
+
ω
0
2
g
2
entre l’observation de la perturbation
z
2
et la perturbation totale F peut être dérivé comme suit :
g
2
=
z
2
(
s
)
F
(
s
)
=
ω
0
2
s
2
+
2
ω
0
s
+
ω
0
2
ω
0
sont illustrés à la Figure 6. Les performances de suivi du LESO sont meilleures lorsque la bande passante
ω
0
est plus grand. Cependant, comme
ω
0
augmente, l’immunité au bruit du LESO s’affaiblit, créant un compromis inévitable entre l’immunité au bruit et les capacités de rejet des perturbations. Par conséquent, lors du choix
ω
0
, un équilibre doit être trouvé entre l’immunité au bruit et les capacités de rejet des perturbations. Après réflexion,
ω
0
=
1600
rad/s est choisi dans cet article.
Lorsque les paramètres de gain pour LESO sont correctement choisis,
z
1
tend vers la tension de sortie
tu
o
et
z
2
tend à la perturbation totale F. Après compensation, le système est simplifié en un seul système en série intégrale. De bons résultats de contrôle peuvent être obtenus avec juste un linéaire
K
p
contrôle proportionnel, améliorant les performances de réponse dynamique du système.
tu
=
k
p
(
tu
r
e
F
−
tu
o
)
−
F
b
0
k
p
(
tu
r
e
F
−
tu
o
)
/
b
0
représente le composant de contrôle de rétroaction, et
−
F
/
b
0
représente la composante de compensation des perturbations.
3.2. Conception d’un contrôle en mode glissant basé sur un observateur d’état linéaire étendu
Bien que la stratégie LADRC susmentionnée améliore les performances dynamiques et la capacité anti-interférence du convertisseur, compte tenu des caractéristiques non linéaires du convertisseur DAB, la loi de commande à rétroaction linéaire peut ne pas convenir. L’introduction de SMC dans la structure LADRC et la conception d’une loi de rétroaction d’erreur d’état non linéaire peuvent encore améliorer la capacité du convertisseur à supprimer les perturbations. Cependant, dans le SMC traditionnel, il existe une fonction de signe sgn(s). Lorsque la trajectoire du système atteint la surface de mode glissant, la fonction sgn(s) provoque la commutation continue de la loi de commande d’entrée aux hautes fréquences. L’inertie du mouvement rend difficile le glissement de l’état du système le long de la surface de mode glissant vers le point d’équilibre souhaité, ce qui fait que la trajectoire de l’état se croise d’avant en arrière des deux côtés de la surface de mode glissant, provoquant ainsi un broutage. En combinant le SMC avec le LESO du LADRC, le LESO estime et compense la perturbation totale de manière anticipée. La loi de commande de rétroaction SMC est conçue à l’aide des valeurs d’observation
z
1
et
z
2
et fonctions continues. Cela réduit le gain de commutation dans SMC, ce qui peut réduire efficacement le problème de broutage tout en améliorant la vitesse de réponse du système.
s
=
k
1
e
+
k
2
∫
e
d
t
k
1
et
k
2
sont des paramètres réglables, tous deux supérieurs à 0,
e
=
tu
r
e
F
−
tu
o
est l’erreur de poursuite de la tension de sortie, où
tu
r
e
F
est la valeur de référence de la tension.
s
˙
=
k
1
e
˙
+
k
2
e
=
−
k
1
(
b
0
tu
+
F
)
+
k
2
e
tu
=
tu
e
q
+
tu
s
w
où
tu
e
q
représente le signal de commande équivalent, et
tu
s
w
représente le terme de commande de commutation. Formule de réglage (15) égale à 0, la loi de commande équivalente
tu
e
q
peut être résolu comme suit :
tu
e
q
=
−
1
b
0
(
F
−
k
2
k
1
e
)
tu
s
w
. Basée sur la formule (16), la loi de commande finale du système tu peut être conçu comme suit :
tu
=
−
1
b
0
(
F
−
k
2
k
1
e
+
k
3
s
+
ε
nsg
(
s
)
)
V
˙
=
s
s
˙
=
s
(
k
1
e
˙
+
k
2
e
)
=
s
(
−
k
1
(
b
0
tu
+
F
)
+
k
2
e
)
V
˙
=
s
(
−
k
1
(
−
k
3
s
−
ε
nsg
(
s
)
)
)
=
k
1
k
3
s
2
+
k
1
ε
s
k
1
est supérieur à 0 d’après les formules (18) et (20). Lorsque les coefficients ajustables sélectionnés
k
3
et
ε
sont à la fois inférieurs à 0 et
s
≠
0
il existe
V
>
0
et
V
˙
=
s
s
˙
0
, satisfaisant la base du jugement de stabilité de Lyapunov. Dans le contrôle SM, il se manifeste comme l’état initial en dehors de la surface de mode glissant
s
=
0
qui satisfait la condition pour atteindre la surface de mode glissant, c’est-à-dire tout état initial où
s
≠
0
peut tendre vers le point d’équilibre en un temps fini, atteignant ainsi un état stable pour le système.
nsg
(
s
)
. Sa présence peut provoquer la commutation haute fréquence du rapport de déphasage D, entraînant des vibrations. Pour le convertisseur DAB, le broutage haute fréquence du rapport de déphasage D peut provoquer d’énormes fluctuations dans la transmission de puissance. De plus, cela peut entraîner une augmentation du courant du transformateur, provoquant une saturation du noyau, augmentant ainsi la consommation d’énergie et affectant les performances dynamiques du convertisseur. [28]. Afin de réduire la vibration de la commutation transitoire du rapport de déphasage Dles valeurs observées
z
1
,
z
2
et la fonction continue
s
un
t
(
s
)
sont utilisés pour optimiser la fonction de signe afin de lisser le changement de la loi de commande. Dans la figure 7, (a) et (b) sont des comparaisons du rapport de déphasage D avant et après le remplacement de la fonction continue, et il est clair que la loi de commande après le remplacement par la fonction continue est plus lisse.
s
un
t
(
s
)
=
s
s
+
η
η
est le facteur anti-broutage, et
η
>
0
.
z
1
et
z
2
peut s’exprimer comme suit :
tu
=
−
1
b
0
(
z
2
−
k
2
k
1
e
^
+
k
3
s
^
+
ε
s
un
t
(
s
^
)
)
e
^
=
tu
r
e
F
−
z
1
,
s
^
=
k
1
e
^
+
k
2
∫
e
^
d
t
.
tu
o
et D à LESO, LESO sort la valeur estimée
z
1
de
tu
o
et la valeur estimée
z
2
de perturbation totale. En utilisant les erreurs entre
tu
r
e
F
et
z
1
et
z
2
le rapport de déphasage D est sortie à l’aide de la formule (22), et enfin, huit commutateurs sont commandés pour fonctionner. Il convient de noter que D varie généralement de
−
0,5
à
+
0,5
le module de saturation doit donc être ajouté devant le signal de commande de sortie.
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